Strom­rauschen in Verstär­kern mit FET-Eingang

Ant­wort: Das Phänomen, dass das Strom­rauschen mit ansteigender Frequenz zunimmt, ist IC- und Schal­tungsent­wick­lern bekannt. Es war vielen Ingenieuren jedoch nicht zugänglich, weil es entweder zu wenige Fachartikel auf diesem Gebiet gab oder weil die Informa­tionen der Halb­leiterherstel­ler unvollständig waren. Viele Daten­blätter von Halb­leiterherstel­lern, darunter auch diejenigen von ADI, spezifizieren das Strom­rauschen eines Verstär­kers typischerweise bei einer Frequenz von 1 kHz. Es ist nicht immer klar, wie die aktuellen Rausch-Spezi­fi­ka­tionen zustande kommen. Wurden sie gemessen oder theoretisch hergeleitet? Einige Herstel­ler sind in dieser Hinsicht transparent und geben an, die Spezi­fi­ka­tion nach der folgenden Gleichung zu berechnen: Diese ist als Schrotrauschen-Gleichung bekannt. Seit jeher spezi­fi­ziert ADI die Rauschzahlen seiner meisten Produkte auf diese Weise. Doch gilt dieser berech­nete Wert bei allen Verstär­kern für Frequenzen bis 1 kHz? Abbildung 1. Strom­rauschen des bipolaren Verstär­kers AD8099. / Abbildung 2. Strom­rauschen des Verstär­kers AD8065 mit FET-Eingang. In den letzten Jahren interessierte man sich vermehrt für die Frequenzabhängigkeit des Strom­rauschens von Verstär­kern. Einige Kunden – wie auch Herstel­ler – gehen davon aus, dass das Stromrauschen von Verstär­kern mit FET-Eingang einen ähnlichen Frequenzverlauf aufweist wie das von Verstär­kern mit bipolarer Eingangsstufe, das sich z.B. aus einer Flickerrausch­kom­po­nente (1/f) und einer flach verlaufenden Breitbandkomponente zusammensetzt (Abbildung 1). Das ist bei Verstär­kern mit FET-Eingang jedoch nicht der Fall. Wie aus Abbildung 2 ersicht­lich ist, weisen FETs eine bizarr anmutende Rausch­charak­teristik auf, über die wenig bekannt ist und die in vielen Simu­la­tions­modellen nicht korrekt abgebildet wird. Auf die Messanordnung kommt es an Abbildung 3. Messanordnung. Bevor wir darauf eingehen, warum das so ist, wollen wir uns kurz die Messanordnung anschauen. Es braucht eine einfach zu reproduzierende, zuverlässige Messmethode, die auf viele unter­schied­liche Bauteiltypen anwendbar ist. Für die Messungen kann das Verstär­ker-Evalutionsboard DC417B ver­wen­det werden. Die zur Speisung des Mess­objekts (DUT, device under test) ver­wen­dete Strom­ver­sor­gung muss rausch- und driftarm sein. Lineare Strom­ver­sor­gungen sind Schaltnetzteilen­ vorzuziehen, um Einflüsse von Schaltrauschen und ähnlichen Artefakten auf die Messung auszuschließen. Das Ausgangsrauschen der Laborstromversorgung lässt sich mithilfe der ultra-rausch­armen Linear-Nachregler LT3045 (posi­tiv) und LT3094 (nega­tiv), die sich durch eine extrem hohe Störunterdrückung (PSRR, power supply rejection ratio) aus­zeich­nen, weiter redu­zieren. Bei Ver­wen­dung der Linearregler LT3045 und LT3094 kann über einen einzigen Wider­stand die benö­tigte Ausgangs­spannung im Bereich von +15 V bis –15 V einge­stellt werden. Diese beiden Bausteine sind ideale Nachregler für rausch­arme Messungen. Zur Umsetzung des Stromrauschens in eine Rauschspannung dient ein 10-GΩ-SMT-Wider­stand von Ohmite (HVC1206Z1008KET) am nicht­invertierenden Eingang des Mess­objekts. Der typische Biasstrom von Verstär­kern mit FET-Eingang beträgt etwa 1 pA, was 0.57 fA/√Hz entspricht, sofern die Gleichung gilt. Das thermische Rauschen der 10-GΩ-Quell­impe­danz beträgt Daraus resultiert ein Strom­rauschen der Messanordnung von das bei der Auswertung der Mess­ergeb­nisse herausgerechnet werden kann. Aller­dings sind keine genauen Messungen mög­lich, wenn das Strom­rauschen des Wider­stands das Strom­rauschen des Mess­objekts übersteigt. Deshalb benöti­gen wir einen Wider­stands­wert von mindes­tens 10 GΩ, um das Rauschen des Mess­objekts beobachten zu können. Abbildung 4. RSS-Addition auf der Basis des Verhält­nisses zweier Werte. Bei einem Wider­stands­wert von 100 MΩ würde das thermische Rauschen der Quell­impe­danz etwa 1,28 µV/√Hz (= 12,8 fA/√Hz) betra­gen, dann könnte man nicht mehr zwischen dem Strom­rauschen des Mess­objekts und dem des Wider­stands unterscheiden. Falls das Rauschen unkorreliert ist, addieren sich die Rausch­signale geometisch (RSS, root sum squared). Abbildung 4 und Tabelle 1 zeigen die RSS-Summen für verschie­dene Verhält­nisse von zwei Werten und die ent­sprechende Zunahme des Gesamt­rauschens. Bei einem Verhält­nis von n:n nimmt das Rauschen um 41% zu, bei n:n/2 um etwa 12%, bei n:n/3 um etwa 5,5% und bei n:n/5 um etwa 2%. Bei Mitte­lung über hinreichend viele Zyklen könnten wir auf etwa 10% (0,57 fA/√Hz und 1,28 fA/√Hz RSS) kommen. Tabelle 1. RSS-Addition auf der Basis des Verhält­nisses zweier Werte

Wert 1	Wert 2	RSS-Summe	% Zunahme
n	n	1.414 n	41.42%
n	n/2	1.118 n	11.80%
n	n/3	1.054 n	5.41%
n	n/4	1.031 n	3.08%
n	n/5	1.020 n	2.00%
n	n/6	1.014 n	1.38%
n	n/7	1.010 n	1.02%
n	n/8	1.008 n	0.78%
n	n/9	1.006 n	0.62%
n	n/10	1.005 n	0.50%

Warum sind die Ergeb­nisse so seltsam? Abbildung 5 zeigt die mit der beschrie­benen Messanordnung ermittelte Rauschspannungsdichte des AD8065, eines 145-MHz-Operationsverstärkers mit FET-Eingang und einer Gleich­takt-Eingangsimpedanz von 2,1 pF. Das thermische Rauschen des 10-GΩ-Wider­stands beträgt 12,8 µV/√Hz bis zu der Frequenz, ab der sich die Eingangs­kapa­zi­tät und parasitären Kapa­zi­täten der Leiter­platte und Bau­teilsockel als Tiefpassfilter bemerkbar machen und das Rauschen mit zuneh­mender Frequenz immer stärker abfallen lassen. Im Idealfall ergäbe sich ein Abfall mit einer Steilheit von –20 dB/Dekade, doch bei etwa 100 Hz beginnt die Kurve sich abzuflachen und bei etwa 100 kHz verläuft sie nahezu horizontal. Was geht hier vor? Unsere Intuition sagt uns, dass der –20 dB/Dekade-Abfall nur gestoppt werden kann, wenn er durch einen +20 dB/Dekade-Anstieg an anderer Stelle kompensiert wird. Und so ist es auch: Für diesen Kurvenverlauf ist das Strom­rauschen "ver­ant­wort­lich", das bei höheren Frequenzen mit +20 dB/Dekade zunimmt. Abbildung 5. Ausgangsbezogene Rausch­span­nungs­dichte. Das Ausgangs­spannungsrauschen kann mithilfe eines Dynamik­signal­analy­sators SR785 oder eines Oszillo­skops mit FFT-Funk­tion gemessen werden; das Grundrauschen des Messgeräts sollte mög­lichst unter 7 nV/√Hz liegen. Wenn das Ausgangsrauschen des Mess­objekts sich mit zuneh­mender Frequenz dem Wert 20 nV/√Hz bis 30 nV/√Hz nähert, möch­ten wir, dass das Analy­sator-Grund­rauschen mög­lichst wenig zum Gesamt­rauschen beiträgt. Bei einem Rausch­verhält­nis von 1:3 erhöht sich das Gesamtrauschen nur um etwa 5.5%. Das ist ein Wert, mit dem man bei Rausch­messungen leben kann (siehe Abbildung 4). Die Kunst besteht in der Rückrechnung Bei der beschrie­benen Vorgehensweise werden die beiden wichtigsten Para­meter, die zur Dar­stel­lung des Strom­rauschens über der Frequenz benö­tigt werden, mit einer einzigen Messung erfasst. Zuerst messen wir die Gesamt­eingangskapazität, bestehend aus der Eingangskapazität des Mess­objekts und den Parasitärkapazitäten. Das ist notwen­dig, damit wir den Roll-off heraus­rechnen können. Trotz der Parasitärkapazitäten wurde die gesuchte Informa­tion erfasst. Die Eingangskapazität dominiert über den 10-GΩ-Wider­stand. Diese Gesamt­impe­danz wandelt den Rauschstrom in eine Rausch­span­nung um. Deshalb ist es wichtig, diese Gesamt­kapa­zi­tät zu kennen. Weiter zeigt dieser Wert, ab welcher Frequenz das Strom­rauschen zu dominieren beginnt – nämlich dort, wo die Kurve von dem –20 dB/Dekade-Abfall abzuweichen beginnt. Schauen wir uns das Beispiel in Abbildung 5 an. Der 3-dB-Roll-off-Punkt liegt bei 2,1 Hz. Daraus errechnet sich eine Gesamt­­­kapa­zi­tät von am Eingang. Aus dem Datenblatt zum Mess­objekt entnehmen wir, dass dessen Eingangskapazität nur etwa 2,1 pF beträgt. Das bedeutet, dass die Parasitärkapazitäten zusammen etwa 5,5 pF betra­gen. Die Gegentakt-Eingangskapazität wird mittels Boot­strapping verringert und spielt daher bei niedrigen Frequenzen keine signi­fi­kante Rolle. Abbildung 6 zeigt die Gesamt­kapa­zi­tät aus 10 GΩ parallel 7,6 pF, mit der das Strom­rauschen "konfrontiert" ist. Abbildung 6. Betrag der Gesamt­impe­danz der Paral­lel­schal­tung aus 10-GΩ-Wider­stand und 7,6 pF Gesamt­kapa­zi­tät. Wenn man die am AD8065 gemessene ausgangsbezogene (RTO, referred to output) Rausch­span­nung (Abbildung 5) durch die frequenzabhängige Impe­danz (Abbildung 6) dividiert, erhält man das äqui­va­lente Strom­rauschen des AD8065, kombi­niert mit dem Stromrauschen des 10-GΩ-Wider­stands gemäß RSS (Abbildung 7). Abbildung 8 zeigt das eingangsbezogene Strom­rauschen des AD8065 nach Herausrechnen des Stromrauschens des 10-GΩ-Widerstands. Unterhalb 10 Hz ist die Kurve stark "zerfleddert", weil wir versucht haben, die 0,5 fA/√Hz bis 0,6 fA/√Hz aus 1,28 fA/√Hz (10% auf der RSS-Skala) herauszufischen und nur 100 Mitte­lungen ausge­führt wurden. Zwischen 15 mHz und 1,56 Hz liegen bei einer Auflösungs­band­breite von 4 mHz nicht weniger als 400 Spektrallinien – dadurch dauert eine einzige Mitte­lung 256 Sekunden! Für 100 Mitte­lungen benö­tigt man demnach 25.600 Sekunden, das sind etwas mehr als 7 Stunden. Abbildung 7. RTI-Strom­rauschen des AD8065 und eines 10-GΩ-Wider­stands. Warum muss man bis hinab zu 15 mHz messen und dafür so viel Zeit aufwenden? Eine Kapa­zi­tät von 10 pF ergibt bei einem Wider­stand von 10 GΩ ein Tief­passfilter mit einer Grenzfrequenz von 1,6 Hz. Rausch­arme Verstär­ker mit FET-Eingang haben große Eingangskapazitäten bis zu 20 pF, das ergibt eine –3-dB-Grenzfrequenz von 0,8 Hz. Um den –3-dB-Punkt korrekt messen zu können, müssten wir einen 20-dB-Abfall unterhalb von 0,08 Hz (or 80 mHz) beobachten können. Eine genauere Analyse des "zerfledderten" Kurven­bereichs unterhalb von 10 Hz ergibt eine Rauschstromdichte von 0,6 fA/√Hz; einen ähnlichen Wert liefert auch die Gleichung Diese Gleichung ist demnach bei FETs nicht völlig falsch, sondern zeigt in erster Näherung die nieder­frequente Stromrausch­charak­teristik des Mess­objekts, weil die Mess­werte auf dem DC-Eingangsbiasstrom basie­ren. Bei hohen Frequenzen versagt diese Gleichung jedoch. Abbildung 8. RTI-Strom­rauschen des AD8605. / Abbildung 9. RTI-Strom­rauschen ausge­wählter Verstär­ker von ADI. Bei höheren Frequenzen dominiert das Strom­rauschen des Mess­objekts dasjenige des Wider­stands signi­fi­kant; deshalb kann letzteres vernachlässigt werden. Abbildung 9 zeigt das eingangsbezogene Strom­rauschen diverser Verstär­ker mit FET-Eingang bei 10 GΩ, gemessen mit der Messanordnung von Abbildung 3. Offenbar ist etwa 100 fA/√Hz bei 100 kHz ein typischer Wert, den man bei den meisten Präzi­sions­verstär­kern erwarten darf. Abbildung 10. Eingangsbezogenes Strom­rauschen des LTC6268. Eine Ausnahme stellen die Typen LTC6268/LTC6269 dar, die bei 100 kHz ein Strom­rauschen von nur 5,6 fA/√Hz aufweisen. Diese Verstär­ker eignen sich hervor­ragend für schnelle Trans­impe­danz- (TIA) Anwen­dungen, die große Band­breite, geringe Eingangs­kapazität und Biasströme im Femtoampere-Bereich erfor­dern. Ist das alles, was es zum Strom­rauschen von Verstär­kern mit FET-Eingang anzumerken gibt? Nein. Insge­samt gibt es vier Rausch­quellen, die signi­fi­kant zum Gesamt­-Eingangsstrom­rauschen in Anwen­dungen mit hoher Quellimpedanz beitragen. Bisher wurden nur zwei davon behandelt. Abbildung 11 zeigt ein verein­fachtes Modell des Operations­verstärkers aus MT-050, das als gutes Beispiel für die Rausch­quellen eines Operationsverstärkers dienen kann. Abbildung 11. Verein­fachtes Modell eines TIA-Verstär­kers einschließ­lich der wichtigsten Rausch­quellen. Strom­rauschen aus dem FET-Eingang (in_dut) Die Strom­rausch­kurve hängt von der Topo­logie der Eingangsstufe des Verstär­kers ab. Im Allgemeinen ist die Kurve bei niedrigen Frequenzen flach und steigt mit zuneh­mender Frequenz an. Siehe Abbildung 8. Ab der Grenzfrequenz des Verstär­kers sinkt die Verstärkung, und die Rauschkurve geht in einen –20-dB/Dekade-Verlauf über. Strom­rauschen aus dem Wider­stand (in_R) Diese Rausch­kom­po­nente kann man berechnen, indem man das thermischen Span­nungsrauschen des Wider­stands, en_R, durch die Impe­danz des Wider­stands R dividiert. 1 MΩ trägt etwa 128 fA/√Hz bei, 10 GΩ etwa 1,28 fA/√Hz. Das thermische Span­nungs­rauschen des Wider­stands zeigt bis einer gewissen Frequenz ein völlig flaches Verhal­ten und geht oberhalb dieser Frequenz allmählich in einen –20-dB/Dekade-Abfall über. Siehe Abbildung 5. Strom­rauschen aus dem Sensor (in_source) Der Sensor trägt seinen Anteil am Strom­rauschen bei, damit müssen wir leben. Der Frequenz­verlauf dieser Rausch­kom­po­nente kann höchst unter­schied­lich sein. Eine Photodiode, beispiels­weise, produ­ziert Schrot­rauschen, Isn, aus dem Photostrom, IP, und dem Dunkelstrom, ID, sowie Johnson-Rauschen, Ijn, aus dem Shunt-Wider­stand.1 Strom­rauschen aus dem Span­nungs­rauschen des Verstär­kers Das Strom­rauschen aus dem Span­nungs­rauschen des Verstär­kers wird als enC-Rauschen bezeichnet und in The Art of Electronics von Horowitz und Hill sehr gut erklärt.2 Ähnlich wie das Span­nungs­rauschen des Wider­stands durch den Wider­stand selbst in ein Strom­rauschen umgewandelt wird, wird das Span­nungs­rauschen des Verstär­kers, en_dut , durch die Gesamt-Eingangskapazität – die sich aus der Sensor­kapa­zi­tät, den Parasitärkapazitäten der Leiter­platte und der Eingangskapazität des Verstär­ker zusammensetzt – in Strom­rauschen umgewandelt. Zunächst erhalten wir: Diese Gleichung lehrt uns drei Dinge. Erstens: Das Strom­rauschen wird mit zuneh­mender Frequenz stärker – noch eine weitere Kom­po­nente des Strom­rauschens, die diese Eigen­schaft aufweist. Zweitens: Je größer das Eingangs­spannungs­rauschen des Verstär­kers ist, desto größer auch das Strom­rauschen. Drittens: Je größer die Gesamt-Eingangskapazität ist, desto größer ist auch das Strom­rauschen. Das führt zu einer Gütezahl ("figure of merit") enC, die in einer gegeben Anwen­dung sowohl das Span­nungs­rauschen des Verstär­kers als auch die Gesamt-Eingangskapazität berücksichtigt. Abbildung 12 zeigt die Strom­rauschkurve für TIA-Anwen­dungen, die das Strom­rauschen des Mess­objekts vernachlässigt. Der flache Teil der Kurve beschreibt im Wesent­lichen das Wider­stands­rauschen. Das kapa­zi­tätsbedingte Strom­rauschen berech­net sich nach folgender Gleichung: Es steigt um 20 dB/Dekade an. Aus den beiden Gleichungen lässt sich der Schnittpunkt berechnen: Je nach Cin kann das enC-Rauschen größer oder kleiner als das Strom­rauschen des Mess­objekts sein. Bei invertierenden Schal­tungen, beispiels­weise in TIA-Anwen­dungen, wird Cdm nicht "gebootstrapped"; es gilt Für den LTC6244, beispiels­weise, gelten bei 100 kHz die folgenden Werte: Ccm = 2,1 pF, Cdm = 3,5 pF und en = 8 nV/√Hz. Daraus berech­net sich ein enC-Strom­rauschen von Dieser Wert ist wesent­lich kleiner als das Strom­rauschen des Mess­objekts von 80 fA/vHz Abbildung 12. enC-Rauschen über der Frequenz. Wenn jedoch eine Photodiode ange­schlossen ist, ist eine zusätz­liche Kapa­zi­tät Csource oder Cpd zur Gleichung hinzu zu addieren, und das Strom­rauschen muss neu berech­net werden. Schon bei einer kleinen Cpd-Kapa­zi­tät von nur 16 pF steigt das enC-Strom­rauschen auf ähnliche Werte wie das Strom­rauschen des Mess­objekts an. Langsame, großflächige Photodioden haben meistens Kapa­zi­täten in der Größenordnung von 100 pF bis 1 nF, kleinflächige High-Speed-Typen dagegen Werte von etwa 1 pF bis 10 pF. Zusammenfassung Das Phänomen, dass sowohl bei Verstär­kern mit CMOS- als auch solchen mit JFET-Eingang das Strom­rauschen mit ansteigender Frequenz zunimmt, ist IC-Designern und erfah­renen Schal­tungsent­wick­lern bekannt. Es war vielen Ingenieuren jedoch nicht zugänglich, weil es entweder zu wenige Fachartikel auf diesem Gebiet gab oder weil die Informa­tionen der Halb­leiterherstel­ler unvollständig waren. Ziel dieses Artikel ist es, zu einem besseren Verständnis des Strom­rauschens bei höheren Frequenzen beizutragen und eine Technik für repro­du­zier­bare Rauschmessungen am Operationsverstärker der Wahl zu beschreiben. Weiterführende Informa­tionen Die Aus­wahl des für eine gegebene Anwen­dung optimalen Operationsverstärkers ist keine einfache Aufgabe. Je nach Anwen­dung muss man Kompromisse zwischen Rauschen, Band­breite, Verstärkung und Genauig­keit eingehen. Die unten­stehenden Literatur­hinweise 1, 2, 3, 4, 5, 6 und 7 sowie zahl­reiche Daten­blätter infor­mie­ren ausführ­lich darüber, was dabei zu beachten ist. Literaturhinweise

• 1 Photodiode Characteristics und Applications. OSI Optoelectronics, August 2007.
• 2 Paul Horowitz und Winfield Hill. The Art of Electronics, 3. Auflage. Cambridge University Press, April 2015.
• 3 ADA4530-1 Data Sheet. Analog Devices, Inc., November 2019.
• 4 CN-0407. Analog Devices, Inc., Februar 2019.
• 5 “ADA4530-1R-EBZ User Guide: UG-865.” Analog Devices, Inc., Oktober 2015.
• 6 “MT-050: Op Amp Total Output Noise Calculations for Second-Order System.” Analog Devices, Inc., Februar 2009.
• 7 Low Level Measurements Handbook: Precision DC Current, Voltage und Resistance Measurements. Tektronix, Inc., Februar 2016.
• Brisebois, Glen. “Signal Conditioning for High Impedance Sensors.” Analog Devices, Inc..
• Brisebois, Glen. “Transimpedance Amplifier Noise Considerations.” Analog Devices, Inc..

Danksagung Kaung möchte Glen Brisebois und Aaron Schultz für ihre Unter­stützung danken sowie Henry Surtihadi, Scott Hunt, Barry Harvey, Harry Holt, Philip Karantzalis und Jordyn Ansari für ihre Anregungen. Anhang Bei Rauschmessungen an Bau­teilen oder Schal­tungen mit hoher Eingangs­impedanz (bsw. FET-Eingangsstufe mit 10 GΩ Impe­danz) kommt man nicht daran vorbei, sich eingehend mit der Mess­umge­bung und deren Beson­der­heiten zu befassen. Abbildung 13. Messanordnung.. Bei einem typischen IC mit einem einzigen Verstär­ker befindet sich Pin3 (Vin+) unmittelbar neben Pin4 (V–). Falls kein Guard-Ring vorhan­den ist, spielt das Leiter­platten­layout eine entscheidende Rolle. Bei Betriebs­spannungsände­rungen änderte sich auch der Gleichspannungsanteil der Ausgangs­span­nung signi­fi­kant. Der 10-GΩ-SMD-Wider­stand war ursprüng­lich parallel zu V– (R10 in Abbildung 13) eingelötet, und der Leckstrom durch die Lotpaste war inakzeptabel. Deshalb wurde der 10-GΩ-SMD-Wider­stand an anderer Stelle angebracht (R8), woraufhin der Leckstrom verschwand. Das Datenblatt zum ADA4530-1 (Verstär­ker der Elektro­meter­klasse mit 20 fA bei 85°C) beschreibt alle Vorkehrungen hinsicht­lich Auswahl der Lotpaste, Verschmutzung, Feuch­tig­keit und anderer Einflussgrößen, die bei Hoch­impe­danz­messungen getroffen werden müssen. Es lohnt sich, das Datenblatt und den User Guide UG-865 sowie die Circuit Note CN-0407 zu lesen. Nicht-schallisolierte Bau­teile mit hoher Eingangsimpedanz können triboelektrischen, piezoelektrischen und mikrophonischen Effekten unterliegen. Irgendwann einmal habe ich unbeabsichtigt meinen Schlüsselbund fallen lassen und bemerkte im Mess­diagramm einen Spike im hörbaren Frequenzbereich (ins­beson­dere 1 kHz und darüber). Ich hätte nicht gedacht, dass Messungen an einer hochimpedanten FET-Eingangsstufe mit 10 GΩ Eingangswiderstand derart schallempfind­lich sein könnten. Um mich zu vergewissern, pfiff ich – und siehe da, ich bekam einen Spike zwischen 1 kHz und 2 kHz zu sehen. Selbst bei Mess­datenmitte­lung über zahl­reiche Zyklen genügt ein kurzes Pfeifen, um im CRT-Dia­gramm des SR785 einen Spike hervorzurufen. Die in CN-0407 erwähnten, hermetisch dichten Glas­wider­stände wären im Hinblick auf tribo-/piezoelektrische Effekte eine bessere Wahl. Abbildung 14. Akustische Geräusche im Labor. / Abbildung 15. Akustische Geräusche in der Telefonkabine. Um der Sache auf den Grund zu gehen, habe ich die Geräusche im Labor mithilfe eines Laptop-Mikrofons aufgenommen, die Mess­daten mithilfe von MATLAB® analysiert und herausgefunden, dass die Rauschmessungen mit den Umge­bungsgeräuschen korreliert waren. Ein signifikanter, geräuschbedingter Spike trat bei 768 Hz und weiteren Frequenzen auf (siehe Abbildung 14). Ver­ant­wort­lich dafür war ein großer Netz­spannungskabelschacht in ein paar Metern Entfer­nung von meinem Labortisch. Um sicherzugehen, nicht auch noch das Betriebsgeräusch meines Laptops zu erfassen, ging ich für die Messungen in eine der Telefonkabinen – das sind die ruhigsten Plätze in meiner Arbeitsumge­bung. Bei 768 Hz war daraufhin kein Spike mehr zu erkennen, und die Spikes bei anderen Frequenzen waren um mindes­tens den Faktor 100 kleiner. Abbildung 16. Ausgangsbezogene Span­nungs­rauschdichte ohne akustische Abschir­mung. / Abbildung 17. Ausgangsbezogene Span­nungs­rauschdichte mit akustischer Abschir­mung. Zur Dämpfung der akustischen Geräusche ver­wen­dete ich darauf­hin eine Temptronix-Box. Die Box scheint tem­pe­ra­turgedämmt zu sein, eine signi­fi­kante Luftbewegung findet darin nicht statt. Darauf kam es mir aber nicht an. Es ging mir nur darum, die Messanordnung vor Schall zu schützen – und das tat die Box. Siehe Abbildungen 16 und 17. Fehlerquellen, an die man vielleicht nicht denkt Abbildung 18. Externes Hochpassfilter, zur Mini­mie­rung der Stör­signale aus dem Analy­sator­bild­schirm gedreht. Verstär­ker mit FET-Eingang haben Eingangsströme in der Größenordnung von pA. Bei einem Eingangswiderstand von 10 GΩ produ­ziert ein Eingangs­strom von 10 pA am Verstär­ker­ausgang eine Offsetspannung von 100 mV. Der Eingang des SR785 bietet die Wahl zwischen DC- und AC-Kopplung. In Stellung AC wird dieser Offset ausgeblendet, und man kann das Ausgangs­rauschen im Mess­bereich höchster Emp­find­lich­keit (–50 dBV-Spitze bzw. 3,2 mV-Spitze) messen. Durch die AC-Kopplung wird jedoch der Frequenz­bereich auf eine untere Grenzfrequenz von 1 Hz beschnitten; dadurch ist es schwierig, den flachen 12,8-µV/√Hz-Bereich zu analy­sie­ren und den –3 dB-Punkt zu messen. Deshalb muss man mit DC-Kopplung arbeiten, mit der Folge, dass der empfind­lichste Mess­bereich des Analy­sators nicht genutzt werden kann. Dieses Problem wurde gelöst, indem dem Eingang des SR785 ein Hochpassfilter mit 1 mHz Grenzfrequenz – bestehend aus zwei polarisierten, in Serie geschalteten 270-µF-Konden­satoren (Gesamtkapa­zi­tät 135 µF) und einem 1-MΩ-Wider­stand – vorgeschaltet wurde. Der Bildschirm des SR785 produ­ziert ein Magnetfeld mit Frequenzen im Bereich von 20 kHz und Ober­wellen, das in den Konden­satoren des externen Hochpassfilters Stör­signale hervorrufen kann. Diese lassen sich durch Drehen des Filters (blaue Box) mini­mieren (siehe Abbildung 18). Über den Autor: Kaung Win begann seine Laufbahn bei Analog Devices im Jahr 2013 als Produkterprobungs­inge­nieur für die Linear Products and Solutions Group. Im Jahr 2019 wechselte er auf eine Stelle als Anwendungs­inge­nieur. Er hat einen Bachelor-Abschluss in Elektro- und Computertechnik vom Worcester Polytechnic Institute und einen Master-Abschluss in Elektrotechnik von der Universität Santa Clara. Sein Spezialgebiet sind Lösungen für die Verstär­ker-Signal­kette. Kaung ist unter kaung.win@analog.com. zu erreichen. / Copyright: © Analog Devices Inc.