Das Layout von Stromversorgungen und die Auswirkung auf die EMI

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Einleitung Das Layout eines Schaltnetzteiles ist keine schwarze Magie. Oft findet dies viel zu spät im Entwicklungsprozess die nötige Beachtung. Glücklicherweise steht einem die Physik zur Seite um die Anforderungen an die Funktion und die EMI zu erfüllen. Was der stabilen Funktion hilft, ist auch gut für geringe Interferenzen. Ein gutes Layout bereits beim ersten Prototypen führt zu keinen höheren Kosten, sondern spart signifikante Ressourcen bei EMI-Filtern, mechanischer Schirmung, EMI-Testzeit und zusätzlichen PC-Board-Runs. Diese Applikationsschrift fokussiert primär auf nicht isolierte Topologien, wird aber auch einige isolierte Topologien untersuchen. Ziel ist, ein optimales Leiterplattenlayout für ein robustes Stromversorgungsdesigns zu finden. Ich erinnere mich gut, als vor rund einem Dutzend Jahren ein Anwender zum ersten Mal ein Schaltnetzteil in einem Autoradio einsetzte. Viele seiner Kollegen sagten, dass dies nicht funktionieren wird. Nachdem jedoch einige Dinge im Layout und der Eingangsfilterung korrigiert wurden, arbeitet alles perfekt. Später setzte ein Anwender erfolgreich den LT1940 ein, einen abwärts wandelnden 1-MHz-Dual-Schaltregler, der im Empfänger eines Autoradios mitten im AM-Band arbeitete. Es war dazu keine zusätzliche mechanische Schirmung für die Stromversorgung nötig; es war alles nur eine Frage der Platzierung und des Layouts. Um dies zu erreichen benötigten wir einige physikalische Grundlagen. Bei potenzialgebundenen Stromversorgungen ist eine der einfachsten Topologien der Abwärtswandler. Die EMI-Störungen werden in Schleifen mit großen Stromsteilheiten (di/dt) erzeugt. Die Stromversorgungszuleitungen sowie auch der Verbraucher dürfen keine hohen AC-Ströme tragen. Deshalb kann man die Analyse auf den Bereich zwischen dem Eingangskondensator CIN, der alle relevanten AC-Ströme liefert, und dem Ausgangskondensator COUT, wo alle AC-Ströme enden, beschränken.

Bild 1 ----- Bild 2 ----- Bild 3 ----- Bild 4 ----- Bild 5

Während der On-Periode in dem S1 geschlossen und S2 offen ist, fließt der AC-Strom in der roten Schleife (Bild 1). Während der Off-Periode, in dem S1 offen und S2 geschlossen sind, folgt der AC-Strom der blauen Schleife. Beide Ströme sind trapezförmig. Häufig macht es Schwierigkeit zu verstehen, dass die Schleife, die die höchste EMI generiert, weder die rote noch die blaue ist. Nur in der grünen Schleife fließt ein vollständig geschalteter AC-Strom, der von Null auf IPEAK und wieder zurück auf Null geschaltet wird. Deshalb nenne ich die grüne Schleife die „heiße“ Schleife, da sie die höchste AC- und EMI-Energie enthält. Um die EMI zu reduzieren und die Funktionalität zu verbessern, ist der abstrahlende Effekt der grünen Schleife so weit wie möglich zu reduzieren. Wenn man die Leiterplattenfläche der grünen Schleife auf Null reduzieren kann, und einen idealen Eingangskondensator ohne Impedanz kaufen könnte, dann wäre das Problem gelöst. Das ist in der realen Welt leider nicht zu kaufen. Die Aufgabe des Entwicklers ist es also, den optimalen Kompromiss zu finden. Wirft man einen Blick, auf das Layout eines LT8611-Abwärtswandlers (Bild 3), erkennt man, dass dieser Baustein zwei interne Schalter hat, so dass man sich nur um die Verbindung zum Eingangskondensator kümmern muss. Bild 2 zeigt den Schaltplan. Für den Layouter ist die „heiße“ Schleife nicht einfach zu erkennen. In Bild 3 zeigt die grüne Linie die heiße Schleife in der obersten Lage. Der AC-Strom fließt durch den Eingangskondensator und die beiden Schalter im IC. Abgebildet ist das LT8611-Demo-Board DC1750A. Die Stromdichte im Querschnitt der „heißen“ Schleife ähnelt der Darstellung in Bild 4. Schauen wir mal, um wie viel eine Kurzschlussschleife oder eine solide Kupferfläche unter der „heißen“ Schleife die Funktion und das EMI-Verhalten der Schaltung verbessert? Das Ergebnis eines Versuchs mit einer rechteckigen Schleife mit 10 x 10cm bei 27MHz ist in Tabelle 1 aufgelistet. Die Tabelle zeigt, wie viel Verbesserung eine solide Kupferfläche unter den Leitungen der „heißen“ Schleife auf der obersten Lage ergibt. Die erste Zeile ist eine einlagige Platine ohne Kupferfläche. Die Induktanz der Rechteckwindung auf einer einlagigen Platine von 187nH sinkt auf nur 13nH, wenn man eine solide Kupferfläche in 0,13mm Abstand unter der Rechteckwindung anordnet. Eine solide Fläche auf der nächsten Lage in einer Multilayer-Leiterplatte (vier Lagen und darüber) wird eine mehr als dreimal geringere Induktanz aufweisen, als eine normale 1,5 mm dicke zweilagige Leiterplatte und über 14mal weniger im Vergleich zu einer einlagigen Leiterplatte ohne Kupferflächen. Eine solide Massefläche (Plane) mit minimalem Abstand zur „heißen“ Schleife ist eine der effektivsten Methoden die EMI zu reduzieren. Sind ebene Kupferflächen groß gegen die abzuschirmende Schleife, so halbieren sich die abgestrahlten magnetischen Felder (6dB Dämpfung) mit jeder Halbierung des Abstands zwischen Schleife und Kupferfläche.

Tabelle 1 ----- Bild 6 ----- Bild 7 ----- Bild 8 ----- Bild 9

Dadurch ergibt sich der gravierende Unterschied einer Vier- oder Mehr-Lagen-Platine mit typisch 0,2mm Dielektrikum von der Top-Lage zur zweiten Lage Kupferfläche im Verhältnis zu einer nur zwei-lagigen Platine mit ca. 2mm Abstand zwischen Top-Lage und Kupferfläche auf der Unterseite. Der Unterschied im abgestrahlten magnetischen Feld beträgt rund 20dB. Wo fließt der Strom in der Plane? Das magnetische AC-Feld der „heißen“, grünen Schleife in der obersten Lage generiert Wirbelströme in der Massefläche (Plane), siehe Bild 5. Diese Wirbelströme generieren wiederum ein magnetisches AC-Spiegelfeld, das dem Feld der „heißen“ Schleife (rote Leitung) entgegen wirkt. Beide magnetischen Felder heben sich gegenseitig auf. Dies wirkt umso besser, je näher der Spiegelstrom an der „heißen“ Schleife angeordnet ist. Der Strom läuft in der obersten Lage praktisch im Kreis. Der mittlere Strompfad in der Abschirmung ist der gleiche Kreislauf direkt unter der obersten Lage. Beide Ströme sind nahezu gleich. Da der Strom in der Massefläche genau so groß wie der Strom in der obersten Lage sein muss, wird er soviel Spannung an der Massefläche erzeugen wie nötig ist, um den Strom aufrecht zu erhalten. Für die Außenwelt sieht das wie GND-Bounce aus. Aus Sicht der EMI sind kleine, „heiße“ Schleifen am besten. Ein Stromversorgungs-IC mit integrierten Sync-Schaltern, optimiertem Pin-out und sorgfältiger interner Schaltersteuerung wird bezüglich EMI ein nicht synchronisiertes Stromversorgungs-IC mit externer Schottky-Diode bei weitem übertreffen. Und beide werden mit ihren Eigenschaften wiederum eine Controller-Lösung mit externen MOSFETs übertreffen. Ein Aufwärtswandler kann im „Continuous Mode“ wie ein Abwärtswandler betrachtet werden, der rückwärts arbeitet. Die „heiße“ Schleife ist hier identifiziert als der Unterschied zwischen der blauen Schleife wenn S2 geschlossen ist und der roten Schleife (Bild 6) mit offenem S2 und geschlossenem S1. Die „heiße“ Schleife des Aufwärtswandlers und LED-Treiber/Controllers LT3956 ist in grün dargestellt (Bild 7). Die zweite Lage ist eine solide Massefläche. Die größte EMI abstrahlende Komponente ist die magnetische Antenne, die die „heiße“ Schleife bildet. Die Fläche dieser heißen Schleife und ihre Induktivität hängen eng zusammen. Wer sich gut Induktivität auf Leiterbahnebene vorstellen kann, sollte diese soweit wie möglich verringern. Wer in Antennendesign denkt, reduziert die effektive Fläche der magnetischen Antenne. Der Auf-/Abwärtswandler mit vier Schaltern und einer einzigen Spule (Bild 8) besteht aus einem Abwärtswandler, gefolgt von einem Aufwärtswandler. Das Layout wird häufig durch einen gemeinsamen Massestrom-Shunt verkompliziert, durch den beide „heißen“ Schleifen führen.

Bild 10 ----- Bild 11 ----- Bild 12 ----- Bild 13 ----- Bild 14

Das LTC3780-Demo-Board DC1046A (Bild 9) zeigt eine elegante Lösung und teilt den einen Shunt in zwei parallele auf. Die etwas unkonventionell gezeichnete SEPIC-Schaltung zeigt in Bild 10 ihre „heiße“ Schleife. Für den Top-Schalter wird statt eines aktiven MOSFET häufig eine Diode benutzt. Das LT3757-Demoboard DC1341A (Bild 11) zeigt ein gutes SEPIC-Layout. Die Fläche der grünen „heißen“ Schleife ist minimiert und hat eine solide Massefläche auf der nächsten Lage. Die invertierende Topologie (Bild 12) ist der eines SEPIC Wandlers sehr ähnlich. Die Position der Last ist durch den Top-Schalter und die Top-Spule verschoben. Die Layouts sind sehr ähnlich. Demoboards können einfach von SEPIC auf invertierend modifiziert werden, sofern der Regler positive wie negative Feedback-Spannung – wie z.B. der LT3581 oder der LT3757 – beherrscht. Die Sperrwandler-Topologie (Bild 13) verwendet mindestens zwei separate Windungen des Trafos und es gibt nur die magnetische Kopplung zwischen der Primär- und Sekundärwicklung. Der Strom in der Primärwicklung geht mit relativ großem di/dt auf Null; nur die in der Streuinduktivität gespeicherte Energie und die Kapazitäten zwischen Wicklungen und über dem Schaltknoten verlangsamen dies. Die Primär- und weitere Trafo-Wicklungen können als vollständig geschalteter Strom angesehen werden. Man erhält wie im Falle des Auf-/Abwärtswandlers (Bild 8) zwei „heiße“ Hauptschleifen. Um die EMI zu reduzieren werden zusätzlich zu den möglichst kleinen Schleifen in der Eingangs- und Ausgangskreis-Blockung für die EMI im differenziellen Modus Gleichtaktdrosseln benutzt, für die in dieser Topologie auftretende oft dominante Gleichtakt-EMI. Details der Trafokonstruktion bestimmen die magnetischen Felder wie auch die Koppelkapazität zwischen den Wicklungen. Andere AC-Schleifen Die „heiße“ Schleife mit dem Schaltstrom ist die größte Quelle für HF-Energie. Für den Betrieb des IC und der Schaltung sind jedoch weitere AC-tragende Schleifen erforderlich. Alle Schaltungen benötigen eine Treiberversorgung für den Hauptschalter. Im Falle eines Abwärtswandlers wird dazu der gleiche Eingangskondensator benutzt wie für die „heiße“ Schleife. Andere ICs verwenden eine separate Spannung für die Treiberschaltung, häufig als INTVCC bezeichnet (Bild 14). Man macht die INTVCC–Kondensator-PGND- und GND-Schleifen so klein wie möglich und schirmt sie mit einer soliden Massefläche in der nächsten Lage ab. Die EMI-Energie liegt in der Größenordnung von 20dB unter der in der „heißen“ Hauptschleife.

Bild 15 ----- Bild 16 ----- Bild 17 ----- Bild 18 ----- Bild 19

Jede übermäßige Induktivität in der INTVCC-Schleife verschlechtert das Verhalten des ICs. Der INTVCC–Kondensator entkoppelt neben dem Schalttreiber interne empfindliche und breitbandige Schaltungen, wie Stromkomparatoren, Referenz- und Fehlerverstärker, die sehr häufig von INTVCC versorgt werden. Bild 15 ist eine FFT-Darstellung des Stroms im INTVCC–Entkoppelkondensator (C2 in Bild 17). Bild 16 ist eine FFT-Darstellung des Stroms im Eingangskondensator (C6 in Bild 17). Die HF-Energie ist über 20dB höher als in der INTVCC–Schleife. Die LTspice-Schaltung LT8610 (Bild 17) verwendet L2 mit einem hohen Verlustwiderstand RPAR = 1Ω, um die ideale LTspice-Spannungsquelle mit Null Impedanz, V1, vom Eingangskondensator, C6, zu entkoppeln. Besonders zu beachten ist: Die Schaltreglermodelle in LTspice sind dazu entwickelt, die Funktion des ICs zu simulieren. Entsprechende Vorsicht sollte bei Extrapolation von HF-Verhalten walten. Die Modelle erfassen viele interne und externe parasitäre Elemente sowie das Layout nicht. Trotzdem ist es ein wertvolles Werkzeug, um eine Abschätzung von nur schwer zu messenden Effekten zu erhalten. Controller mit externen Schaltern Nach der „heißen“ Hauptschleife und der INTVCC–Entkoppelschleife, sind die nächsten EMI-Problemquellen häufig Gateströme. Selbst moderne MOSFETs haben eine effektive Eingangskapazität im ein- bis zweistelligen Nanofarad-Bereich. Ihre Treiber haben oft Treiberströme im Bereich von einigen Ampere, mit Anstiegs- und Abfallzeiten, im einstelligen Nanosekundenbereich. Bild 18 ist die FFT-Darstellung des Gate-Stroms in Q2 hinein aus dem Bild 19. Die grüne Schleife in Bild 19 zeigt den Strompfad für den Bottom-Gate-Strom. Er wird von C1 gespeist. Auch diese Schleife soll klein sein. Die Verbindung von Q2-Source GND nach C1 GND wird einfach mit einer soliden GND-Fläche in der nächsten Lage unter der Komponentenlage realisiert. Die roten und grünen Schleifen (Bild 20) zeigen die Top-Gate-Treiberstromschleifen. Sie werden gespeist vom Boost-Kondensator C2. Der Rückweg ist die SW-Verbindung zum Controller-IC. Man muss die rote Schleife (TG Pin zu SW Pin) klein halten und die Leitungen parallel mit nur geringem Abstand platzieren. Wenn C2 nahe am Controller-IC platziert wird, wird die grüne Schleife ebenfalls klein. Die grüne Schleife (Bild 21) zeigt das erneute Aufladen des Boost-Kondensators. Wenn man die genannten Schleifen bereits klein gemacht hat und D1 relativ nahe platziert hat, dann ist diese Schleife ebenfalls klein. Passive Antennen, wie magnetische Antennen oder Schleifen, arbeiten reziprok, ihre Sende- und Empfangscharakteristika sind dieselben.

Bild 20 ----- Bild 21 ----- Bild 22 ----- Bild 23 ----- Bild 24

Der Stromsense-verstärker in Bild 22 überwacht mit hoher Bandbreite bei SENSE+ and SENSE– die kleine Shuntspannung an R1, um den ON-Cycle des Topschalters zu terminieren. Selbst Rauschen im Sub-Millivolt-Bereich ergibt duty cycle Jitter. Die Koppelung der Senseschleife zu den bisher besprochenen Schleifen sollte minimal sein. Diese aufgespannte Schleifenfläche soll klein sein, deshalb macht man den Abstand zwischen den SENSE+- und SENSE–-Leitungen minimal. Dann platziert man die Schleifenleitungen, möglichst auf der anderen Seite einer Schirmfläche wie die Schleifen mit hoher Stromsteilheit. Wenn genügend Lagen verfügbar sind, können die SENSE+- und SENSE–-Leitungen genau übereinander liegen, wenn es keine signifikanten magnetischen AC-Felder parallel zu den Lagen der Leiterplatte gibt. Sollte eine SENSE+- und SENSE–-Filterung eingesetzt werden, platziert man das Filter nahe an das Controller-IC, da R1 immer niederohmig ist und die Sense-Eingänge eine höhere Impedanz aufweisen. Die „heiße“ Hauptschleife mit dem höchsten di/dt in Bild 23 besteht aus den externen MOSFETs Q1 und Q2 und dem nächsten Entkoppelkondensator mit geringer Impedanz C7. Dies ist die Schleife mit der höchsten HF-Energie in einer Controller-Lösung. Wie Schirmflächen wirken Magnetische DC-Felder dringen nahezu ungestört durch Luft, FR4-Epoxy-Dielektrika und Kupfer. Magnetische AC-Felder werden nur durch die induzierten Ströme in einem Leiter beeinflusst – üblicherweise Kupfer, Zinn oder ähnliches. Deshalb kommen, abgesehen von ferromagnetischen Materialien, Ströme als die einzige Quelle in Betracht, um magnetische AC-Felder in einer typischen Baugruppenumgebung zu ändern oder zu dämpfen. Man weiß aus Versuchen, dass komplett leitende Gehäuse eine sehr hohe Dämpfung aufweisen, weit über 100dB über einen sehr großen Frequenzbereich oberhalb des AM-Bandes. Keksdosen sind ein populäres Beispiel und werden von Entwicklern gerne benutzt, um empfindliche Baugruppen abzuschirmen, damit Hochfrequenzmessungen (HF) durchgeführt werden können. Schirmgehäuse kann man in rechteckigen Formen kaufen, die sich besser für Leiterplatten und HF-Steckverbinder wie BNC, N SMA etc. eignen. Praktischen gesehen verlassen magnetische HF-Felder geschlossene leitende Boxen nicht, solange die Wandstärke dicker ist wie die Eindringtiefe des Skineffekts. Selbst darunter wird bis in den Audiobereich eine hohe Dämpfung erzielt. Wenn man das leitende Gehäuse wie einen Luftballon groß genug aufbläst, so dass es eine flache Wand zwischen uns und dem AC-Strom ergibt, müssen die Wirbelströme im Schirmungsmaterial ein magnetisches AC-Feld generieren, das das Feld des originalen AC-Stroms hinter der Wand aufhebt (Bild 24). Die Wirbelströme in der Schirmung sind genau so groß, so dass sie jedes magnetische AC-Feld unterhalb des Wirbelstromfeldes eliminieren (Bild 25)

Bild 25 ----- Bild 26 ----- Bild 27 ----- Bild 28 ----- Bild 29

Wie effektiv ist eine Schirmfläche? Wären die Kupferflächen der Leiterplatte nicht elektrisch leitend, wären sie durchlässig wie ein Blatt Papier für jedes magnetische Feld. Der Strom im Kupfer ist die einzige Einflussquelle auf das magnetische Feld. Die für Wirbelströme verfügbare Energie wird in der Schirmung induziert. Solche Ströme eliminieren jedes magnetische Feld innerhalb der Kupferschirmung und außerhalb in der Richtung weg vom induzierten Strom, innerhalb der Grenzen des Skin und Proximity Effekts (Bild 26). Die Symmetrieebene ist die Ebene, in der sich das magnetische Feld von den induzierten Strömen (z.B. von der „heißen“ Schleife) und induzierten Strömen in der Schirmung aufhebt. Deshalb liegt sie in der Mitte zwischen den AC-Strömen, die bei gleicher Größe in entgegen gesetzten Richtungen fließen. Die Lage der Symmetrieebene kann meist sehr leicht abgeschätzt werden und hilft dabei sich vorzustellen, wie die verbleibenden AC-Felder aussehen. Je näher die Symmetrieebene zur Lage mit dem induzierten Strom liegt, desto besser ist die Sperrwirkung. Die Induktanz ist das Integral des magnetischen Felds; das gleiche magnetische Feld, das die Nahfeld-HF-Antenne bildet. Alle diese Effekte werden reduziert, wenn die Eliminierungslage näher an die Schleife platziert wird, die den Strom induziert. Pro Halbierung des Abstands der Symmetrieebene zur Stromschleifenebene halbiert sich das magnetische Feld und man gewinnt 6dB Störabstand. Der Effekt lässt sich auch leicht berechnen bzw. simulieren. Erzeugt man rechnerisch eine zur Oberseite symmetrisch gegenläufige „Geisterstromschleife“ in gleichem Abstand zur Symmetrieebene auf der Unterseite, so heben sich die magnetischen Felder in der Symmetrieebene vollständig auf, und schwächen die magnetischen Felder der Orginalstromschleife auf der Oberseite entsprechend ab. Man kann sich das so vorstellen, dass unterhalb der Schirmfläche eine „Geisterschaltung“ mit symmetrisch umgekehrt laufenden Strömen existiert, deren Magnetfelder die auf der Oberseite abschwächen. Was wirkt noch besser? Wenn der Strom durch die Massefläche zurückfließt, ist die Situation etwas anders (Bild 27). Nun wird der Strom in der Massefläche nicht nur passiv induziert, sondern stellt einen aktiven Rückfluss dar. Er ist zwangsläufig derselbe wie der Strom in der Top-Leiterbahn. Der Vorteil ist, dass die Symmetrieebene nun dichter an der induzierenden Leitung liegt. In diesem Fall auf der Hälfte zwischen dem Strom der Top-Lage und dem zurückfließenden Strom in der Massefläche. Weil die Symmetreiebene nun den halben Abstand zum induzierten Strom hat, kann man sicher sagen, dass das magnetische Feld nun mindestens um Faktor 2 schwächer ist, verglichen mit der vorherigen Situation mit nur passiver Schirmung. Man gewinnt ca. 6dB gegenüber der Lösung mit nur einer Abschirmfläche ohne aktive Durchströmung Wenn möglich, führt man den zurückfließenden Strom in der nächsten Lage. Man macht ihre Isolation so dünn wie es gerade noch praktikabel ist. Es ist besser, dass der zurückfließende Strom in der am nächsten gelegenen Leiterbahn mit minimalem dielektrischem Abstand zum induzierten Strom fließt. Das ist, was solide Masseflächen per Definition machen. Standard-Multilayer-Boards haben oft sehr dünne äußere Dielektrika-Lagen, um die EMI zu reduzieren. Leitungsgebundene EMI-Messungen Bild 28 zeigt einen LT8611 mit Eingangsfilterung aus einem SMD-Bead und 4,7-µF-Keramikkondensator zwischen 30MHz und 400MHz. Die dargestellte Linie bei – 67dBm korrespondiert mit 40dBµV. Bild 29 zeigt eine Stromversorgung mit einem LT8610, bei 13V Eingangsspannung und 5V Ausgangsspannung sowie 1A Last leitungsgebunden bis zu 900MHz. In Bild 29 wird ein zusätzlicher Breitbandverstärker (LNA) mit 35dB Verstärkung verwendet. Deshalb korrespondiert die 100-dBm-Anzeige des Spektrumanalysators mit 135dBm, was dem thermischen Grundrauschen eines 50Ω-Systems mit 10kHz Bandbreite bei Raumtemperatur entspricht. Die Hauptenergie, die aus dem LT8610/LT8611 herausgefiltert werden muss, liegt unter 400MHz + 10dBµV korrespondiert hier mit 3,16μVRMS. EMI Optimierung Man prüft zuerst den Lagenaufbau. Man verwendet möglichst eine Leiterplatte mit vier Lagen oder, wenn für andere Schaltungsteile notwendig, mit noch mehr Lagen. Die zweite Lage von der Bestückungsseite her gesehen hat typischerweise nur rund 200µm Abstand und wird als Schirmfläche ausgeführt. Diese Schirmfläche wird die magnetischen Felder von Schleifen mit hohem di/dt wesentlich besser dämpfen als jede Schirmung, die über 1mm entfernt in einer zwei-lagigen Leiterplatte liegt. Als Daumenwert gilt –6dB pro Halbierung des Abstands. In der Schirmung der „heißen“ Schleifen fließt als Integral der gleiche Strom wie in der obersten Lage als Wirbelstrom. Die Schirmung in der zweiten Lage ist nur solange funktionsfähig wie sie nicht durchbrochen oder durch Vias zerlöchert ist. Je näher man zu „heißen“ Schleifen auf der Oberseite kommt je solider sollte sie mit möglichst wenigen Via Löchern sein. Besser ist genügend Abstand zwischen den Vias, damit keine länglichen Schlitze in der Schirmfläche entstehen. Die Wirbelströme in der Schirmung der „heißen“ Schleife korrespondieren mit einer HF-Spannung in der Schirmfläche. Diese möchte man nicht mit Durchkontaktierungen in Bereiche einkoppeln, die man störarm halten möchte. Die Wirbelströme nehmen mit der Entfernung ab, bleiben aber oft problematisch. Die Herausforderung beim Filtern des Eingangs und, wenn nötig, des Ausgangs ist hauptsächlich das Finden eines Bereichs der „ruhig“ genug ist. Der Masseanschluss von Eingangsfilterkondensatoren sollte in Bereichen liegen, die ruhig sind, möglichst weit weg von „heißen Schleifen“, z.B. auf der Rückseite oder von Layern unterhalb des ersten Schirmlayers. Die Layer unterhalb des Schirmlayers sind kaum noch Wirbelströme aus der „heißen“ Schleife der Oberseite ausgesetzt. Vorsicht ist bei magnetischer Kopplung zwischen den Filterspulen und der Hauptspule geboten. Die Trafo-Aktion kann die Dämpfung gefährden. Man platziert deshalb Filterspulen immer mit Abstand zur Hauptspule. Man benutzt kurze Keramikkondensatoren, z.B. 0402, und möglichst flache Keramikkondensatoren. Blockkondensatoren müssen einen niedrigen Ersatzserienwiderstand (ESL) haben, der hauptsächlich ihre Impedanz diktiert. Weiterhin sollten sie möglichst flach sein, damit die darunter liegende Schirmfläche maximal wirksam für die magnetische Abschirmung ist. Es spricht nichts gegen die Parallelschaltung kleiner Bauformen, wie z.B. 0402-Kondensatoren, dicht an der „heißen“ Schleife und größeren Kondensatoren dahinter, die für tiefere Frequenzen wirksamer sind. Der Wellenwiderstand der Streifenleitungen, z.B. der Eingangsspannungsleiterbahnen, liegt im Bereich einstelliger Ohmwerte. Der ESL eines Blockkondensators sollte so niedrig wie nur möglich sein. Man verwendet deshalb flache Kondensatoren möglichst kleiner Baugröße, mit Reverse-Geometry (breit, kurz, flach) oder einen Stapel an 0402-Kondensatoren in nächster Nähe zur Leiterbahn und die größeren Gehäuse dicht dahinter. Jede Leitungslänge steigert signifikant die Induktanz von wenigen Hundert pH, die die kleinen Blockkondensatoren besitzen. Man muss sicherstellen, dass die Eingangsspannung und die Rückführleitungen durch die Pads des Filterkondensators laufen. Dies vermeidet zusätzliche Leitungsinduktanz. Man sollte möglichst mehrere Vias dicht, aber in der Breite verteilt um den GND Anschluss des Filterkondensators legen. Die Schirmfläche unter dem Kondensator und mit der Schirmfläche kontaktiertes Kupfer rechts und links reduzieren die parasitäre Induktivität (ESL) weiter. ----- Author: Christian Kück, Linear Technology Corporation